开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
2、设计步骤
接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器
1.Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1.
2. Step2：确定输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：
3. Step3：确定最大占空比Dmax
反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。
图 4 反激变换器
对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。
如图 4（b）所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：
通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值，应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中，Dmax 不超过0.45 为宜。
4. Step4：确定变压器初级电感Lm
对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：
其中，fsw 为反激变换器的工作频率，KRF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：
对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器，KRF<1，此时，KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的KRF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM 模式的反激变换器，宽压输入时（90～265VAC），KRF 取0.25～0.5；窄压输入时（176～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。
一旦Lm 确定，流过MOS 管的电流峰值Idspeak 和均方根值Idsrms 亦随之确定：
其中：
设计中，需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%，Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond，Rdson 为MOS 管的导通电阻。
5. Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数
开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。
实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表：
选定磁芯后，通过其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：
其中，DCM 模式时，△B 取0.2～0.26T；CCM 时，△B 取0.12～0.18T。
6. Step6：确定各路输出的匝数
先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为：
则其余输出绕组的匝数为：
辅助线圈绕组的匝数Na 为：
7. Step7：确定每个绕组的线径
根据每个绕组流过的电流RMS 值确定绕组线径。
初级电感绕组电流RMS：
次级绕组电流RMS 由下式决定：
ρ为电流密度，单位：A/mm2，通常，当绕组线圈的比较长时（>1m）,线圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6～10A/mm2。当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。
其中，Ac 是所有绕组导线截面积的总和，KF 为填充系数，一般取0.2～0.3.
检查磁芯的窗口面积（如图 7（a）所示），大于公式 21 计算出的结果即可。
8. Step8：为每路输出选择合适的整流管
每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：
选用的二极管反向耐压值和额定正向导通电流需满足：
9. Step9：为每路输出选择合适的滤波器
第n 路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为：
选取的输出电容的纹波电流值Iripple 需满足：
输出电压纹波由下式决定：
有时候，单个电容的高ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L 不宜过大，建议不超过4.7μH。
10. Step10：钳位吸收电路设计
如图 8 所示，反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。
反激变换器设计中，常用图 9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。
RClamp 由下式决定，其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50～100V，LLK 为变压器初级漏感，以实测为准：
图 9 RCD 钳位吸收
CClamp 由下式决定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比较合理的：
输出功率比较小（20W 以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要使用快恢复二极管。
