射频集成电路（RFIC）之混频器的设计讲解 D

上一篇文章中我们讨论的混频器为有源混频器定义了不同的混频器类型，其转换效率为正，即具有转换增益。 通过组合混频器类型（例如单平衡）的多个混频器核心，可以形成各种其他混频器拓扑。 本节讨论基于此概念的一些重要混合器。

无源MOSFET混频器可以基于有源混频器的类似拓扑来实现，例如前面描述的单端、单平衡、双平衡和双双平衡。 无源混频器和有源混频器之间的主要区别是无源混频器使用在无源（无偏置）模式下运行的 MOSFET，其中（大多数）仅施加栅极偏置来进行信号转换。 1987 年报道了第一个采用无源 MESFET 的无源 FET 混频器 。 无源混频器基本上作为一个开关运行，代表架构是由 LO 调制的无偏置晶体管。 无源混频器中使用的无偏置晶体管可以看作是基于晶体管沟道电阻的调制开关，沟道电阻随栅极偏置电压随时间线性变化。 这种线性时变压控电阻在理想条件下在信号转换中产生零IM产物。 为了使无源混频器良好工作，随时间变化的通沟道电阻必须是线性的； 这是无源混频器必须遵守的主要工作原则。

然而，实际上，无偏 CMOS 晶体管（就像 CMOS 开关中使用的晶体管一样）在大 RF 输入功率下不会呈线性行为，因此限制了混频器的线性度并降低了整体性能。 正如教材中关于 MOSFET 工作中所讨论的一样，MOSFET 在线性区域表现出线性行为，在此区域内它充当（栅极）电压控制电阻器。 利用这种行为来设计开关，并且如前所述，开关构成了无源混频器的基本元件。 与有源混频器相比，无源混频器具有更高的线性度、更低的IM产物、更高的功率压缩、更宽的动态范围以及无直流功耗等优点。

然而，无源混频器具有转换损耗（而不是增益）、更高的噪声系数，并且需要更大的 LO 驱动。 实际上，在大多数系统中，有源混频器通常比无源混频器更受欢迎，这主要是因为它们的转换增益和较低的噪声系数。 然而，在混频器之前的 LNA 需要提供大量增益的系统中，混频器需要非常高的线性度，这使得无源混频器成为有吸引力的候选者。

图 1显示了一个无源 CMOS 双平衡混频器，该混频器采用四个连接成环的 MOSFET（非常类似于双平衡二极管混频器）和三个巴伦（RF、LO 和 IF）[3]。 LO 源在晶体管对 M1/M3 和 M3/M4 之间的连接点处以等幅但 180° 异相驱动四路 MOSFET 混频器核心，而 RF 信号以 180° 馈入 M1/M4 和 M2/M3 异相。 如图 13.14 所示，LO 巴伦的两个输出端口连接了一对相同的 MOSFET（M1/M4 对和 M3/M2 对）。 因此，从巴伦的工作原理来看，每对（A、B、C 和 D）中的公共连接代表 LO 信号的虚拟地。 类似地，由于相同的晶体管M1和M2（或M4和M3）连接到RF巴伦的输出端口A和C，因此它们的公共连接点B（或D）是RF信号的虚拟地。

图1， 采用四 MOSFET 环的无源 CMOS 双平衡混频器；

此外，我们还可以看到，RF巴伦的输出端口A和C是IF信号的虚拟地，每个晶体管的栅极是RF和IF信号的虚拟地。 需要注意的是，由于M1/M4和M3/M2在其栅极处没有互连，所以晶体管的栅极不是LO信号的虚拟地。 由于这些虚拟接地，双平衡 FET 环形混频器的 RF、LO 和 IF 端口本质上是隔离的。

LO驱动用于打开M1、M2、M3和M4所代表的开关以使混频器工作，因此需要相当高的LO驱动信号功率。 LO 信号在每个正半周期期间开启晶体管对（例如 M1/M3）并关闭另一对（例如 M2/M4）。 另一方面，在每个 LO 的负半周期期间，在 LO 的正半周期期间关闭和开启的晶体管对分别开启和关闭。 当晶体管对导通时，RF 巴伦的输出端口通过这些导通晶体管连接到 IF 巴伦的输入。 对混频器操作的检查表明，到达与 M1/M3 打开、M2/M4 关闭和 M1/M3 关闭、M2/M4 打开相对应的 IF 巴伦输入的 RF 信号具有 180° 异相或具有相反的极性。 当 RF 和 LO 信号施加到 MOSFET 环上时，根据 LO 信号调制，开关发生在 LO 频率，从而执行从 RF 到 IF 信号的信号转换，类似于基于有源描述的开关函数的混频概念。

如前所述，相对于 LO 信号与所需 RF 信号对称相对的 RF 镜像信号（例如，镜像频率为 fIM = fLO − fIF，且 fRF > fLO）也与所需 RF 信号通过与 LO 信号混合来生成 IF 信号一起被转换。 该 RF 镜像信号及其转换后的 IF 信号可以是真实信号或噪声信号，这会降低混频器的性能，从而降低系统在信号检测和噪声方面的性能。 作为噪声衰减的一个例子，在镜像频率下混频器之前的 LNA 的噪声贡献将使由 RF 频率下的 LNA 噪声引起的混频器 (SSB) 噪声系数增加 3 dB，这是由于额外的射频镜像噪声的转换造成的。 因此，需要尽可能地抑制镜像信号，而镜像抑制混频器是用于此目的的典型组件，此时可能无需采用镜像抑制滤波器，而镜像抑制滤波器在实践中很难实现，有时甚至不可能实现。

图2，镜像抑制混频器的原理框图；

图 2显示了镜像抑制混频器的框图，该混频器由两个相同的混频器（可以是任何类型，例如单平衡混频器）、一个 RF 90° 混频器、一个 LO 同相功率分配器和一个 90°的IF 组成的混合体。 为了便于讨论，我们假设 fRF > fLO。 值得注意的是，混频器中信号变换所涉及的信号的相位角在理论上被保留。 为了利用采用混频器的系统进行的测量或功能，这种信号保留至关重要，例如，从下变频的 IF 信号中重建传入的 RF 信号。 因此，fIF = fRF − fLO 处所需 IF 信号的相位等于 RF 信号 (φRF) 与 LO 信号 (φLO) 相位之间的差 φRF − φLO。

首先，让我们考虑所需的 RF 信号馈送混频器 1 和 2，其幅度相等且异相 90°。 由于到达这些混频器的 RF 信号存在 90° 相位差，混频器 1 产生的所需 IF 信号相对于混频器 2 产生的信号有 90° 的相位延迟。 然后，由于 IF 混合器的 90°相位延迟，这些所需的 IF 信号分别在 IF 混合器的 IF 和 IF' 输出端口处组合并抵消。 因此，所需的 IF 信号仅出现在 IF 端口。 现在我们考虑在 fIF = fLO − fIM 处产生不需要的 IF 信号的不需要的 RF 镜像信号（真实信号或噪声）。 混频器 2 产生的不需要的 IF 信号相对于混频器 1 产生的信号延迟 90°。

然后，由于 IF 混合，这些不需要的信号分别在端口 IF' 和 IF 处相加和抵消。 因此，不需要的 IF 信号仅出现在端口 IF' 处。 匹配电阻用于终止端口 IF'，以吸收不需要的 IF 信号。 所需的信号和不需要的信号的相加和消除受到到达组成混频器的RF信号的差异、驱动混频器的LO信号的差异以及混频器产生的IF信号的差异的影响。 因此，不仅需要仔细考虑射频和中频混频电路以及本振分频器的相位和幅度，而且还需要考虑两个组成混频器之间的匹配以及包括互连在内的所有组件的对称性，仔细地PCB布局以产生工作良好的镜像抑制混合器。

正交混频器也称为正交检波器或正交解调器，可将 RF 输入信号转换为两个彼此正交的 IF 信号。 这些 IF 信号称为同相 (I) 和正交 (Q) 信号。 正交混频器特别用于基于两个正交下变频IF分量测量接收的RF信号相对于发射的RF信号的幅度和相位。

分布式混频器基于类似于分布式放大器的传输线概念。与分布式放大器类似，分布式混频器可以在极宽的频率范围内工作并具有高线性度，但它们存在电路尺寸大、转换增益低、 和高功耗。 分布式电路设计、分析和设计方程的概念已经通过分布式放大器进行了讨论； 这些设计也可以应用于分布式混合器的设计中。 具体来说，该概念利用电感器或实际传输线与 MOSFET 混频器单元产生的寄生电容器相结合，形成输入（RF 和 LO）和输出（IF）信号的合成传输线。 这种设计概念与适当的混频器单元拓扑（例如 Gilbert 双平衡混频器核心）一起可以用于设计分布式混频器。

图3，Gilbert MOSFET双平衡混频器；

混频器单元可能由单个或多个晶体管组成，形成单端、单平衡或双平衡混频器核心 - 例如，上图 中所示的 Gilbert 混频器核心（没有 RF、LO 和 IF 巴伦） – 正是这个混频器单元主要为最终的混频器设置特定的性能，从而将分布式混频器与其他混频器区分开来。 精心设计的混频器单元可以实现良好的性能，例如高转换增益、低噪声系数、高线性度和低功耗。 因此，混频器单元的配置及其设计是分布式混频器设计中最关键的任务，应考虑增益、噪声系数、线性度和功耗。

图4，单平衡混频器，具有直接 (a) 和通过另一个 MOSFET (b) 向 MOSFET 馈送 RF 信号的功能。

图 5 显示了 MOSFET 分布式混频器的原理图，该混频器采用上面的图 4(b) 中所示的多个单平衡混频器单元（即，没有 LO 和 IF 巴伦）以及电感器，以在 RF、LO 和 IF 处形成合成传输线 端口。 匹配的终端电阻器用于合成传输线的一端，以吸收可能的输入信号。 这些合成传输线的设计基本上遵循与分布式放大器相同的技术。 从图 5 中可以看出，事实上，从分布式混频器所基于的图4(b) 中的单平衡混频器核心中可以看出，虽然 RF 端口是单端的，但 LO 和 IF 端口都是差分的。

图5，MOSFET 分布式混频器示意图；

根据设计约束，差分端口设计可能是有利的也可能是不利的。 如果 LO 和/或 IF 信号需要差分端口，那么拥有这种固有的差分端口是最方便的 - 例如，差分 LO 信号只能通过差分输出振荡器获得，和/或需要 IF 信号作为差分输入 到下面的 IF 放大器。 另一方面，如果LO和/或IF信号需要单端端口，则需要一个或两个巴伦将差分转换为单端端口，从而增加电路复杂性、设计、尺寸，并且可能 降低电路性能和带宽。 图5中的混频器电路虽然可以产生极宽的带宽，但具有低转换增益、高功耗（由于许多晶体管）和大尺寸（由于许多片上电感）。 这些是分布式混频器设计面临的基本问题，事实上，也是所有基于分布式电路概念（如分布式放大器）的 RFIC 设计面临的基本问题。 他们特别关注商用无线 CMOS 器件。 这些问题可以通过采用适当的混频器内核架构来缓解，如下所述。

图 6 显示了另外一种分布式混频器的示意图，该混频器具有低功耗和高转换增益，其原理与有关“低功耗和高增益 CMOS 分布式放大器设计”材料中描述的实现高增益和低功耗的分布式放大器相同。 这种分布式混频器虽然仍像通常的分布式电路一样在 RF、LO 和 IF 端口实现合成传输线以实现宽带性能，但仅具有单端 RF、LO 和 IF 端口，并且特别采用了一个混频器内核，从而产生 高增益低功耗。

图6，采用结合共源共栅和级联晶体管的混频器内核电路的分布式混频器示意图

值得注意的是，与图5所示的传统分布式混频器需要5条合成传输线相比，这种混频器仅需要3条合成传输线，因此显着降低了电路复杂度和尺寸。 改进的混频器内核电路如图 7(a) 所示，基本上集成了图 7(b) 中所示的共源共栅混频器单元以及图 7(c) 中所示的级联共源增益单元。

图7，改进的混频器内核电路 (a) 集成了共源共栅混频器单元 (b) 和级联增益单元 (c)。

请注意，图 7(b) 中的共源共栅混频器单元本质上是下面的图 8(c) 中描述的单端混频器单元，其中 RF 和 LO 输入是应用于不同栅极的单端信号。 具有小转换增益的传统共源共栅混频器单元与级联增益单元的组合产生了改进的混频器单元，其可以以高增益（通过级联单元）执行信号转换（通过共源共栅单元）。

图8，使用单栅极 (a)、和双栅极（b）以及 (c) MOSFET 的单端混频器。 为简单起见，省略了匹配电路

在操作中，混频器核心的级联增益单元（图 7(a)）用于增益增强。 增益单元的共源极晶体管(M1)主要用于低噪声放大，提供增益并减少后级的噪声影响。 增益单元的上部晶体管 (M2)（也是共源共栅混频器单元中的下部晶体管）也贡献一些增益。 共源共栅混频器单元的上部晶体管 (M3) 用作开关，通过以 LO 信号的频率打开和关闭电流来执行频率转换，就像第 13.4 节中所述的其他混频器一样。 因此，RF输入信号被晶体管M1和M2放大，并且放大的RF信号在晶体管M3处与LO信号混合以产生IF信号。

与图5所示的传统分布式混频器相比，由于RF输入处存在级联增益单元，图6改进的分布式混频器可以提供更高的增益和更低的噪声系数。 此外，由于只需要信号端 RF 和 LO 输入，因此只需要三个合成传输线，而不是图 5 中描述的传统分布式混频器中的五个。 合成传输线的数量越少，电感器的数量就越少，因此芯片面积也就越小。 然而，这种混合器也有几个缺点。 由于输入端仅使用单端 RF 和 LO 信号，因此它们将不可避免地出现在 IF 输出端。 回想一下，对于双平衡混频器，RF 和 LO 泄漏信号作为共模信号出现在 IF 端口，因此可以通过差分 IF 配置来消除。 然而，尽管从 RF 和 LO 到 IF 端口的泄漏可能很大，但它们可以通过 LPF （低通滤波器）来轻松消除，因为 RF 或 LO 信号的频率通常比 IF 信号高得多。

改进的分布式混频器的转换增益可以近似与“低功耗高增益CMOS分布式放大器的设计”部分中实现级联增益单元的分布式放大器的增益相同，假设上部晶体管（ 共源共栅混频器单元的 M7、M8、M9) 充当完美的开关。 然而，实际上，这些共源共栅晶体管的功能并不像完美的开关，因此降低了转换增益。 对于其他混频器，我们可以将 IF 输出电压近似为 RF 和 LO 信号的乘积：

其中 VRF 和 VLO 分别是 RF 和 LO 电压幅度，wRF 和 wLO 分别是 RF 和 LO 频率，A 是从 RF 端口到 IF 端口的增益，通常与混频器的跨导和负载电阻成正比。 值得注意的是，与其他混频器一样，分布式混频器的转换增益也受到 LO 信号电压摆幅的影响。

图9，改进的分布式混合器的布局；

改进的分布式混频器的射频带宽与“低功耗高增益CMOS分布式放大器的设计”的相关材料中讨论的分布式放大器的射频带宽大致相同，因为决定带宽的主要因素是R， 级联增益单元中的 L 和 C（即 M1 和 M4、M2 和 M5、M3 和 M6 之间）而不是合成传输线的截止频率。

图10，改进的分布式混频器的变频增益

图 9显示了使用 0.18μm CMOS 工艺设计的改进分布式混频器的布局。 所有电感器均使用 EM 模拟器 IE3D 进行设计和仿真。 使用Agilent ADS程序进行电路仿真。 所有仿真模拟均在 5 dBm 的 LO 功率和 170 mA 的电流消耗下进行。 图10 显示了模拟转换增益与 RF 输入频率的函数关系。 IF 频率为 500 MHz，LO 频率保持比 RF 频率低 500 MHz。 在 2 至 17 GHz 范围内可以观察到相对平坦的增益，约为 12-14 dB。

图11，改进的分布式混频器的回波损耗

图12，改进的分布式混合器的噪声系数

图 11 显示了 RF、LO 和 IF 端口的匹配性能。 可以看出，与其他分布式电路一样，可以轻松获得宽带匹配。 结果表明，LO 和 RF 端口的回波损耗在 1–16 GHz 范围内均小于 -9 dB。 IF 端口在 1 GHz 以下的回波损耗小于 -10 dB。 由于 IF 端口仅处理低频，因此可以牺牲其在高频下的匹配来获得增益。 改进的分布式混频器的计算噪声系数如图12所示。 在 3 至 20 GHz 范围内可实现约 5-6 dB 的噪声系数。